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なお、回路図のとおり初段ステップ位相補正もついでに廃した。のは、このステップ位相補正があるとオーバーシュート、アンダーシュートが生じるため。

結果、非常に快適。（＾＾）

とばかり言っていてもしょうもない。（＾＾；　

ので、この状態での方形波応答を観る。

１０ｋＨｚ方形波応答　下：入力　上：出力	１００ｋＨｚ方形波応答　下：入力　上：出力	１ＭＨｚ方形波応答　下：入力　上：出力

んっ、これでも１００ｋＨｚ方形波応答でややオーバーシュート、アンダーシュートが残っている。（爆）

が、この程度ならよかろうて。（＾＾；

しかしながら、この方形波応答写真をよ〜く観じると。。。、う〜む。。。１００ｋＨｚ方形波応答の出力波系の立ち上がり、立ち上がりが随分直線的になっているし、よくよく見ると立ち上がり、立下りが入力波形に比べるとやや遅れている。。。

って、１ＭＨzの方形波応答を観るとそれが全く明白。（爆）（＾＾；　何と出力の方は正弦波と言うか三角波のようになっているではないか。

ふ〜む。。。、我がＮｏ−１２８？よりＮｏ−１６８の方がスルーレートは小さいのかな。。。？　

じゃあ、初段だよなぁ。。。と、早速小改良。（のつもり（＾＾；）

で、こうした。

定電流回路の２ＳＣ１４００のエミッタ側の抵抗を１／２にし、要は初段の動作電流を倍にしたのだ。

併せて初段のドレイン側抵抗も１／２にしてあるので、２段目以降の動作点は全く変わらない。

ドレイン側抵抗が１／２になったことによりオープンゲインが低下することが懸念されるが、２ＳＫ２４６ＢＬの動作電流が倍になりその分ｇｍが大きくなるので、トータルではオープンゲインはそんなに低下することはない。これで単純にスルーレートだけ大きくならないかなぁ。。。と考えたのだった。（＾＾；

で、結果は、

１０ｋＨｚ方形波応答　下：入力　上：出力	１００ｋＨｚ方形波応答　下：入力　上：出力	１ＭＨｚ方形波応答　下：入力　上：出力

う〜む。。。１００ｋＨｚ方形波応答で多少残っていたオーバーシュート、アンダーシュートが無くなったのは大成功なのだが、スルーレートの方はあんまり改善したという感じはない。（爆）（＾＾；

何故だ？

・・・・・・

と、しばし考えて、、、あっ！そうだった。と思いだした。

「方形波応答では電圧振幅もしっかり設定しなけりゃいかんよ」といつか某ＤＣレコーディングなＨＰで注意喚起されていたよなぁ。。。（＾＾；

そうだよなぁ、スルーレート的に方形波応答を観るのでれば、時間軸だけでなく電圧軸もきちんと管理して観じないことには比較できないわなぁ。（＾＾；

ということで、当ＨＰでは初めてのことだが、ちょっとまともにスルーレートを計測してみる気になったのだった。

そのためには何とことはない。出力がサチる直前まで方形波信号で振ってやって観ればいいのだ。

横軸：５ｕＳ／ｄｉｖ 縦軸：上　５０Ｖ／ｄｉｖ、下　５Ｖ／ｄｉｖ	横軸：１０ｕＳ／ｄｉｖ 縦軸：上下とも５Ｖ／ｄｉｖ	横軸：５ｕＳ／ｄｉｖ 縦軸：上下とも　５Ｖ／ｄｉｖ

写真の上３枚が改良前の回路の方形波応答で、下の３枚が改良後の回路の方形波応答だ。２現象の下が入力波形で上が出力波形。３枚とも１００ｋＨｚ方形波で入力振幅はみな同じでだいたい７Ｖ（±３．５Ｖ）程度だ。クローズドゲイン設定が６．６倍だから出力振幅は４６.２Ｖ（±２３．１Ｖ）ということになる。電源電圧が±２７Ｖ程度だから出力振幅はこれが限界だ。

左側の写真が、オシロの縦軸が最大５Ｖ／ｄｉｖのため出力側のプローブを×１０にして実質５０Ｖ／ｄｉｖにしたもの。これで、まぁ１０ｕＳで５０Ｖ程度立ち上がることが分かる。したがってスルーレートは大体５Ｖ／ｕＳだということが分かる。で、上下の写真にほとんど差異がないので、スルーレート的には改良の効果はあまりなかったということになる。（爆）

真ん中の写真と右側の写真は出力側の振幅軸設定も５Ｖ／ｄｉｖにしたもので、横軸（時間軸）が真ん中１０ｕＳ／ｄｉｖで右５ｕＳ／ｄｉｖとしたものだが、右側写真が一番精度よく観察でき、これによれば５ｕＳで２３Ｖの上昇と見るべきだろう。したがってこのＮｏ−１６８ＣＤラインアンプ（もどき）のスルーレートは４．６Ｖ／ｕＳということになる。そして、やはり今回の初段の動作電流値の変更ではスルーレートには有意な差は出ないものだったことも明らかだ。


さて、４．６Ｖ／ｕＳのスルーレートだが、決して高速ではない。（爆）（＾＾；

で、この際、比較対象として、同じくＶＧＡを廃してしまった我がＮｏ−１２８？のフラットアンプのスルーレートも計測してみる。

結果。

これも縦軸は５Ｖ／ｄｉｖで横軸は１０ｕＳ／ｄｉｖ。Ｎｏ−１２８？は電源電圧が±１５Ｖだから出力はこのように２７．５Ｖ（±１３．７５Ｖ）が限界だ。

で、問題のスルーレートは甘く見ても５ｕＳで１５Ｖの上昇だろう。したがって３Ｖ／ｕＳ。

よってクローズドゲイン６．６倍同士の我がＮｏ−１６８ＣＤラインアンプとＮｏ−１２８？フラットアンプの比較では、Ｎｏ−１６８ＣＤラインアンプの方がＮｏ−１２８？の１．５倍のスルーレートというわけだ。

まぁ、どちらもそれほど高速ではない。。。（＾＾；

が、しばらくはこれでいくことにした。

（２００８年６月２８日）

（その後の１０：間違い訂正（＾＾；）


すっかり間違えた。ので、訂正。お恥ずかしい。（＾＾；

というのは、上のスルーレートを計測するためのオシロの写真の横軸（時間軸）だ。

それにしてもスルーレート、低すぎないか。。。と思ってよくよくこれらの方形波応答写真を見ながら考えてみたら、。。。そもそもこの方形波は１００ｋＨｚなんだから横軸１０ｕＳ／ｄｉｖや５ｕＳでは全然辻褄が合わないではないか。。。（爆）（＾＾；

はたと押入れに仕舞い込んであるオシロを確認してみると、やはり水平軸の×１０ＭＡＧスイッチがオンになっていたのだった。（＾＾；　←　アホウ（−−）

なんと時間軸１０倍拡大状態で観ていたのに気付かずにいたのだ。。。（＾＾；；；

したがって上の写真の横軸は５ｕＳ／ｄｉｖは正しくは０．５ｕＳ／ｄｉｖ、１０ｕＳ／ｄｉｖは正しくは１ｕＳ／ｄｉｖだったのである。（爆）（＾＾；


と、なると、スルーレートの計算も１０分の１に計算していた訳で、このＮｏ−１６８ＣＤラインアンプ（もどき）のスルーレートは正しくは４６Ｖ／ｕＳ、Ｎｏ−１２８？のフラットアンプは３０Ｖ／ｕＳなのだ。

いやいや、我ながらトンマだ。（＾＾；


なので、この際、再度１００ｋＨｚ方形波応答で我がＮｏ−１６８ＣＤラインアンプ（もどき）とＮｏ−１２８？ＭＣプリのフラットアンプ部のスルーレートを計測してみよう。

それがこの写真だが、ともに２現象で、立ち上がりがより早く振幅が大きく写っている方が入力でその振幅軸は１Ｖ／ｄｉｖであり、立ち上がりがより遅く振幅が小さく写っている方が出力でこちらの方はプローブを×１０モードにしてあるのでその振幅軸は１０Ｖ／ｄｉｖである。

Ｎｏ−１６８ＣＤラインアンプ（もどき）	Ｎｏ−１２８？フラットアンプ部
横軸：１ｕＳ／ｄｉｖ　縦軸：１Ｖ／ｄｉｖ＆１０Ｖ／ｄｉｖ

これでもう一度よ〜く観察すると、どちらも０．５ｕＳで２５Ｖは立ち上がっていると観て良いような気がする。のだがどうだろう。

とすれば、我がＮｏ−１６８ＣＤラインアンプ（もどき）とＮｏ−１２８？ＭＣプリのフラットアンプ部のスルーレートはほぼ同じでその値は５０Ｖ／ｕＳ。ということだ。

これならまぁまぁかな。（＾＾）


「あたりまえだ。。。」　　ははぁ〜　ｍ（＿＿）ｍ

（２００８年７月３日）

（その後の１１）



我がＮｏ−１６８ＭＣプリアンプも、このように改悪し、“退化”してしまった。

改　悪　前
退　化　後
・上手く追加部品が収まった。 ・ＳＥコンが０．１ｕＦだったらこの配置は無理だっただろう。３３０００ｐＦにしておいたことが幸いした。
・改悪前のＮｏ−１６８のイコライザー部の方形波応答と正弦波応答を記録しておく。
No-168 MCEQ 1kHz 20mV 5V	No-168 MCEQ 10kHz 0.1V 5V
No-168 MCEQ 100kHz 0.5V 2V	No-168 MCEQ 1MHz0.5V 0.5V
・１００ｋＨｚ方形波応答の立ち上がり、立ち下がり部分に変なぎざぎざがある。 ・Ｎｏ−１６８のイコライザー部は帰還回路に高域帰還量制限抵抗がないので、帰還回路のＮＦイコライズにより、５００〜６００ｋＨｚ付近以上でクローズドゲインは１倍（０ｄＢ）になるはずなのだが、この応答は１ＭＨｚ周辺でそのクローズドゲインが０ｄＢ以上に多少盛り上がっていることを表している。 ・１ＭＨｚの方形波応答及び正弦波応答での方形波応答の形、及び、応答波形が入力波形より大きいことにもそれが現れている。 ・要するに位相補正が完全に良好ではないということだ。
・退化後はゲイン的にこの方が使いやすいので、イコライザーのゲインを決める反転入力側２ＳＫ９７のゲート抵抗を２７０Ωにする。 ・のは二次的狙いで、真の狙いは位相補正の良好化。 ・で、こちらが退化後のＮｏ−１６８イコライザー部の応答波形。
No-168 Ver2 MCEQ 1kHz 20mV 5V	No-168 Ver2 MCEQ 10kHz 0.1V 5V
No-168 Ver2 MCEQ 100kHz 0.5V 2V	No-168 Ver2 MCEQ 1MHz0.5V 0.5V
・１ＭＨｚの方形波応答からまだ完全ではないことも分かるが、この付近でのゲインの盛り上がりはほぼ改善されたことが分かる。そのことが１００ｋＨｚ方形波応答に端的に現れている。 ・上手くいったようだ。
・退化後のＮｏ−１６８フラットアンプ部も観じる。
No-168 Ver2 MCFA 10kHz 0.5V 5V	No-168 Ver2 MCFA 100kHz 0.5V 5V
No-168 Ver2 MCFA 1MHz 0.5V 5V	No-168 Ver2 MCFA 100kHz 1uS 1V & 10V
・方形波応答から、この場合ポール配置は終段に自然に出来るポールに任せるだけで非常に良好な状態で、位相補償は特に必要ないことが分かる。 ・右下の最後の写真からスルーレートも５０Ｖ／ｕＳを超えていることが明らかだ。 ・ついでに、その立ち上がりと立ち下がりがほぼ対称なのは、さすがに完全対称型だ。我がＮｏ−１２１（もどき）のそれでも明らかだが、ＧＯＡのカレントミラー折り返しでは残念ながらこうはならない。
・ＶＧＡ方式の時との音の違いは全く感じない。一方、利便性はこちらの方が遙かに良い。 ・最近Ｎｏ−１２１（もどき）となったＧＯＡと比較してどうだろう。聴きようによってはメタリックな感じかもしれないが、こちらの方が鋭く、元気で、メリハリが利いている感じかな。まぁ、駄耳モード（爆）。 ・当面これでいく。

（その後の１２）

・従前の我がＮｏ−１６８ＭＣプリアンプのイコライザー部。
・オープンゲイン（赤）は最低域で９４．５ｄＢ。初段のｇｍがソース抵抗込みでまぁ５、よって初段で５×２．７（初段負荷抵抗）＝１３．５、２段目は動作電流が０．５ｍＡ程度なので２ｍＳ、終段が１０／２＝５。よって全体でGm＝１３．５×２×５＝１３５ｍＳとなるから、低域での負荷４１０ｋΩ（帰還回路の８２０ｋΩと次段入力抵抗８２０ｋΩのパラ値）に乗じ、最低域での利得＝１３５×４１０＝５５３５０倍＝９４．８６ｄＢ。と、簡便なゲイン計算値と良く一致する。 ・ループゲイン（緑）（≒ＮＦＢ量）は、理想ＮＦ型イコライザーなので２００Ｈｚから２０ｋＨｚまで３７．５ｄＢの一定値。２００Ｈｚ以下での減少は、次段入力抵抗８２０ｋΩの存在と、無帰還状態での出力インピーダンスがこれらの負荷に対して十分に高くはないことによる。ＰＳpice（評価版）は、次段の８２０ｋΩがなければ１０Ｈｚでのオープンゲインとループゲインはともにこれより４ｄＢ上昇すると占う。終段に２ＳＣ９８４を採用した我がＮｏ−１２８？の場合は高域は１００ｋＨｚまで一定であるのに対してこちらは２０ｋＨｚまでとなる。のは、終段がＣｏｂの大きい２ＳＣ９５９（９６０）であるため。 ・ループゲインの位相（黄）は、DCから４０ｋHzまで±３０°以内と理想的だが、これもＮｏ−１２８？より狭い。のは同じく終段ＴＲの違いによる。NFB安定度に直結する高域での位相回転は、利得交点周波数である２MHｚ超付近でマイナス１４０°であり、このためクローズドゲイン（青）の１MHｚ超領域に２ＭＨｚでピーク４ｄＢの盛り上がりが生じている。１８０°にはまだ４０°の余裕があるので発振には至らないはずだが、方形波応答にはリンギング等の乱れを生じるだろう。まぁ、安全範囲とされる１２０°を超えているので、何らかの要因でさらに位相余裕が減って発振に至る可能性はより高い。ということではある。
・この状態における方形波応答波形をＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占う。
１ＫＨｚ	１０ＫＨｚ	１００ＫＨｚ
・やはり、１００ｋＨｚ方形波応答の立ち上がり、立ち下がり部分に段差のような乱れが生じる。というご神託だ。 ・現実の方形波応答はどうか。
No-168 MCEQ ５６０Ω 1kHz　20mV／ｄｉｖ　 5V／ｄｉｖ	No-168 MCEQ ５６０Ω １０ｋＨｚ　０．１Ｖ／ｄｉｖ　 5V／ｄｉｖ	No-168 MCEQ ５６０Ω 1００kHz　１Ｖ／ｄｉｖ　 ５V／ｄｉｖ
・全くシミュレーションの占う通りだ。１００ｋＨｚ方形波応答の立ち上がり、立ち下がり部分に段差のような乱れが生じている。したがって、実機もシミュレーション通りの利得、位相状況であり、シミュレーションも実機の状況を良く占っている。と考えて良さそうだ。ということになる。 ・これを解決しようとすれば、初段ステップ位相補正のＣを５１０ｐＦなどに増やすなどの対策が必要になる。が、この際イコライザーアンプのクローズドゲインを６ｄＢ上げたいと考えているので、これを位相補正適正化対策に出来ないか。と考える。一挙両得を狙うのだ。クローズドゲインを６ｄＢ増やすと、これによりループゲインは６ｄＢ減る訳だが、ループゲイン（≒ＮＦＢ量）を６ｄＢ減らすということは、ＮＦＢ量を半分にすることである。これで上手く行くのではなかろうか。と。 ・当たるだろうか。まずはＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占う。
・反転入力側ベース抵抗を５６０Ωから２７０Ωに減らす。
・オープンゲイン（赤）は最低域で９４．５ｄＢ。は同じ。この場合オープンゲインが殆ど変化しないのは当然。 ・ループゲイン（緑）（≒ＮＦＢ量）は、２００Ｈｚから５０ｋＨｚまで３１．５ｄＢと６ｄB低下するとともに、一定値の範囲がより広くなった。 ・ループゲインの位相（黄）は、DCから４０ｋHzまで±３０°以内なのは同じだが、要点の、NFB安定度に直結する高域での位相回転については、利得交点周波数が１．５MHｚ付近に下降し、その点での位相回転はマイナス１３０°となった。安全範囲の１２０°は超えているが１０°位相余裕が増えたため、クローズドゲイン（青）の１MHｚ超領域の盛り上はなくなった。これだと上手く行くかもしれない。
・ので、この状態における方形波応答波形を再びＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占う。
１ＫＨｚ	１０ＫＨｚ	１００ＫＨｚ
・１００ｋＨｚ方形波応答の立ち上がり、立ち下がり部分の段差はなくなる。 ・現実の方形波応答はどうか。
Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　２７０Ω 1kHz　20mV／ｄｉｖ　 ５V／ｄiv	Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　２７０Ω １０ｋＨｚ　０．１Ｖ／ｄｉｖ　 ５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　２７０Ω 1００kHz　０．５Ｖ／ｄｉｖ　２V／ｄｉｖ
・当たりだ。 ・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）が示すところと同様、１００ｋＨｚ方形波応答波形にあった段差のようなリンギングは消滅し、位相補正は適正化した。 ・ので、結論。イコライザーアンプ部はこれで行く。
・次に、フラットアンプ部。
・オープンゲイン（緑）は６０ｄＢ。ループゲイン（赤）（≒ＮＦＢ量）は４３．６ｄＢ。クローズドゲインは１６．４ｄＢ。と、くしくも我がＮｏ−１２１（もどき）と全く同じである。 ・オープンゲインは、初段のｇｍがソース抵抗込みで１．３ｍＳ程度。なので初段で１．３×１．８＝２．３４、２段目は動作電流０．６ｍＡ程度なので２ｍＳ、終段が１６００／４７＝３４。よって、全体のＧｍ＝２．３４×２×３４＝１５９．１２ｍＳとなるから、全体での利得＝１５９．１２×６．６（帰還回路の５．６ｋΩ＋１ｋΩ）＝１０５０倍＝６０ｄＢ。と、簡便なゲイン計算値と良く一致する。 ・利得交点周波数２．８MHｚ点でのループゲインの位相（黄）はマイナス１１０°であり、位相余裕は十分である。このためクローズドゲイン（青）にはピーク等の盛り上がりはない。
・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）が占う方形波応答と実機の方形波応答を対比する。入力は左端及び中央は２Ｖｐ−ｐ。
１００ｋＨｚ	１ＭＨｚ	１００ｋＨｚ　振幅　２６Ｖｐ−ｐ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ 1００kHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ 1００kHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・シミュレーションも実機も綺麗な方形波応答だが、１ＭＨｚ方形波応答が三角波的になってしまっていることがスルーレートの相対的な小ささを表している。 ・で、スルーレートはＰＳｐｉｃｅ（評価版）の方形波応答で読み取ると、０．５ｕＳで２１Ｖの立ち上がりであるから４２Ｖ／ｕＳ。実機では、０．４ｕＳで１５Ｖの立ち上がりなので３７．５Ｖ／ｕＳ。 ・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）のシミュレーション結果では、Ｎｏ−１２１（もどき）が５０Ｖ／ｕＳであるのに対しこちらは４２Ｖ／ｕＳと、こちらの方がスルーレートは小さい。が、実機ではＮｏ−１２１と同じスルーレートになった。が、それは立ち上がりで読み取ったスルーレートであり、立ち下がりのスルーレートで比べると、Ｎｏ−１２１（もどき）は６０Ｖ／ｕＳ程度になるのに対し、こちらは立ち下がりでも同じく３７．５Ｖ／ｕＳだ。結果、我がＮｏ−１６８（もどき）のスルーレートは、我がＮｏ−１２８？は勿論、我がＮｏ−１２１（もどき）よりも低い最低値。（爆） ・この回路構成でスルーレートを決めるのは２段目差動アンプの動作電流値と終段ＴＲのＣｏｂである。だから、この場合、スルーレートを改善してスピードをより高速にする簡単な手法は、終段のＴＲをもっとＣｏｂの少ないＴＲと交換することだ。我がＮｏ−１２８？では、終段を２ＳＣ９５９からＣｏｂの小さい２ＳＣ９８４に替えることによりそうなった。が、２ＳＣ９５９（９６０）以外の終段はありえない。となると、２段目差動アンプの動作電流を増やすしか手はない。Ｎｏ−１９６では、終段のベース抵抗（＝２段目の負荷抵抗）を減らし、終段の動作電流を損失的に危ういほど増やし、結果２段目の動作電流を増やしてそうしている。ように観じられる。 ・が、まぁ、こちらはＤＡＣのＩＶＣではない。し、スルーレートのみで音が決まるわけでもない。し、音とは関係ないと言う人もいる。し、大いに関係すると言う人もいる。が、これでも十分な数値だと思える。ので、我がＮｏ−１６８（もどき）についてはこのままで行く。
・と、一旦は思った。 ・のだが、まぁ、現行世代の我がＮｏ−１６８（もどき）を旧世代の我がＮｏ−１２１（もどき）以下のスルーレートにしておくのもなんなので、少しばかり高速化しておくか。という気になった。 ・で、こうなった。
・初段と終段の動作電流までいきなり増やす。ことはしないで、控えめに２段目差動アンプの動作電流だけを２倍ちょっとに増やす。 ・結果、オープンゲイン（緑）は５６．４ｄＢ。ループゲイン（赤）（≒ＮＦＢ量）は４０ｄＢ。クローズドゲインは１６．４ｄＢ。と、今度は我がＮｏ−１２８？と全く同じになった。すなわち、オープンゲイン及びループゲインが３．６ｄＢ小さくなった。が、この程度の低下は問題ない。 ・オープンゲインは、初段のｇｍがソース抵抗込みで１．３ｍＳ程度。なので初段で１．３×１．８＝２．３４、２段目は動作電流が１．４ｍＡ強に増えたので３ｍＳ、終段が６８０／４７＝１４．５。よって、全体のＧｍ＝２．３４×３×１４．５＝１０１．７９ｍＳとなるから、全体での利得＝１０１．７９×６．６＝６７２倍＝５６．５５ｄＢ。と、簡便なゲイン計算値と良く一致する。 ・利得交点周波数はやや上がって３MHｚ程度になるが、その点でのループゲインの位相（黄）は同じくマイナス１１０°であり、位相余裕は十分である。このためクローズドゲイン（青）にはピーク等の盛り上がりはない。良さ気だ。
・改めて、この状態における方形波応答をＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占い実機の方形波応答と対比する。入力は左端及び中央は２Ｖｐ−ｐ。
１００ｋＨｚ	１ＭＨｚ	１００ｋＨｚ　振幅　２６Ｖｐ−ｐ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２ 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２ 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２ 1００kHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・シミュレーションでは、１００ｋＨｚ方形波応答で僅かにオーバーシュートがあり、１ＭＨｚ方形波応答の肩部分にやや盛り上がりがある。が、この程度なら良いだろう。また、１ＭＨｚ方形波の姿を上と比べればスルーレートが向上したことが明らかだ。ＰＳｐｉｃｅ（評価版）の方形波応答でスルーレートを読み取ると、０．２ｕＳで１８Ｖの立ち上がりであるから９０Ｖ／ｕＳ。ほぼ２倍のスピードに向上するいというご神託だ。 ・問題の実機の方形波応答だが、オーバーシュートもなく非常に良好な方形波応答だ。１ＭＨｚの方形波応答が上での三角波的形状から変わって角張った形状になっていることからも明らかにスルーレートが向上したことが分かる。で、右端の１００ｋＨｚ方形波応答から読み取ると、０．２ｕＳで１３Ｖ立ち上がっており、したがってスルーレートは６５Ｖ／ｕＳ。もくろみ通りスルーレートは２倍程度に向上し、我がＮｏ−１２１（もどき）のスピードを立ち上がりは勿論立ち下がりでも追い越した。（＾＾） ・が、終段を２ＳＣ９８４に替えた我がＮｏ−１２８？には及ばない。といって、２段目の動作電流を増やす手法も、全体の中で自ずと取り得る限界というものがある。Ｃｏｂの大きなＴＲを使ってスルーレートを大きくするのはそう簡単ではないのだ。まぁ、回路を複雑にすれば可能だろうが。 ・よって、結論。フラットアンプ部はこれで行く。

ところで、我がＮｏ−１６８ＣＤラインアンプと我がＴＲ版ＣＤラインアンプはともに廃用とした。

（２００８年１２月２０日）

（その後の１３）

・超高速プッシュプルレギュレーター。 ・昨今は進化したのか退化したのか単なるシリーズレギュレーターになっている。のだが、我がＮｏ−１２１（もどき）も我がＮｏ−１２８？もこれなので、いにしえのこれにする。
・回路は時空を超えた旧単行本の±１７．５Vレギュレーターそのものだが、基準電圧源のツェナーダイオードにＨＺ６Ｃ２を使ったところ、そのツェナー電圧は０５Ｚ６．２Ｘのそれよりやや高いようで、結果、レギュレーターの出力電圧は±１８．５Ｖとなった。
・この際なので、その過渡特性を観る。 ・先ずは＋１８．５ＶＰＰｒｅｇ。最初に正弦波応答。いつものとおり、写真下が負荷電流波形で写真上がレギュレータ出力の応答波形。
＋１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １ｋＨｚ　０．２ｍＳ　上１ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ	＋１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １０ｋＨｚ　２０ｕＳ　上１ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ
・６０ｍＡ（３Ｖ／５０Ω）ｐｐの負荷電流変動に伴い、１．２ｍＶｐｐの出力電圧変動であるから、１ｋＨｚにおけるその出力インピーダンスは１．２／６０＝２０ｍΩ。	・１０ｋＨｚでは、同様に１．５／６０＝２５ｍΩ。
＋１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １００ｋＨｚ　２ｕＳ　上２ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ	＋１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １MＨｚ　０．２ｕＳ　上１０ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋＨｚでは、２．８／６０＝４６.７ｍΩ	・１ＭＨｚでは、１６／６０＝２６６．７ｍΩ
・続いて方形波応答。
＋１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １ｋＨｚ　０．１ｍＳ　上１ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ	＋１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １０ｋＨｚ　１０ｕＳ　上５ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ
・１ｋＨｚ。すでに見慣れてしまったが、応答波形の立ち上がり立ち下がり部分でリンギングがもやもやとしている。	・１０ｋＨｚ。時間軸が１０ｕＳ／divに拡大され、リンギングの姿が明らかになった。１５０ｋHz程度のリンギング（収束まで５０ｕＳ）に更に６００ｋHz程度のリンギング（収束まで１８ｕＳ）が乗っている。
＋１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １００ｋＨｚ　１ｕＳ　上２０ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ	＋１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １ＭＨｚ　０．２ｕＳ　上２０ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋＨｚ。時間軸が１ｕＳ／divに拡大され、６００ｋＨｚ程度のリンギングの姿が明確になるとともに、更に６ＭＨｚ程度の微少なリンギングが乗っていることが明らかになった。さらに最初のピークが３０ｍＶであることも明らかになった。	・１ＭＨｚ。時間軸が０．２ｕＳ／divに拡大されて、さらに細かいデコボコが見えてきた。
・総じていつものＫ式超高速レギュレータのインピーダンス特性、過渡特性となっている。多少の違いはＮＦＢ量の違い等によるものだろう。
・次に−１８．５ＶＰＰｒｅｇ。これまでマイナス電圧のものは、Ｎｏ−１９９の−１２Ｖｒｅｇしか観ていないので、これはどうか興味深い。
−１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １ｋＨｚ　０．２ｍＳ　上１ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ	−１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １０ｋＨｚ　２０ｕＳ　上１ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ
１ｋＨｚ。１．４／６０＝２３．３ｍΩ	１０ｋＨｚ。１．７／６０＝２８．３ｍΩ
−１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １００ｋＨｚ　２ｕＳ　上２ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ	−１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １MＨｚ　０．２ｕＳ　上１０ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋＨｚ。４．４／６０＝７３．３ｍΩ	・１ＭＨｚ。１３／６０＝２１６．７ｍΩ
・１００ｋＨｚまでは＋１８．５ＶＰＰｒｅｇより多少インピーダンスが高めだが、１ＭＨｚでは逆転して＋１８．５ＶＰＰｒｅｇより低いインピーダンスだ。Ｎｏ−１９９の−１２Ｖｒｅｇも１０ｋＨｚまではインピーダンスが比較的高めで、１００ｋＨｚ以上で比較的低めになっているが、これはマイナス出力のＫ式超高速レギュレータの一般なのかもしれない。
・次に方形波応答。
−１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １ｋＨｚ　０．１ｍＳ　上１ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ	−１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １０ｋＨｚ　１０ｕＳ　上５ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ
・１ｋＨｚ。見慣れたリンギングのもやもや。	・１０ｋＨｚ。時間軸が１０ｕＳ／divに拡大され、リンギングの姿が明らかになった。＋１８．５ＶＰＰｒｅｇに比較すると、１５０ｋHz程度のリンギング）はなく、６００ｋHz程度のリンギング（収束まで２５ｕＳ）のみだ。
−１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １００ｋＨｚ　１ｕＳ　上２０ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ	−１８．５Ｖreg　ｆｏｒ　Ｎｏ−１６８ １ＭＨｚ　０．２ｕＳ　上２０ｍＶ／ｄｉｖ　下１Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋＨｚ。時間軸が１ｕＳ／divに拡大され、６００ｋＨｚ程度のリンギングの姿が明確になるとともに、こちらにも６ＭＨｚ程度の微少なリンギングが乗っていることが明らかになった。また、最初のピークは２３ｍＶ程度であり、これは＋１８．５ＶＰＰｒｅｇより小さい。	・１ＭＨｚ。時間軸が０．２ｕＳ／divに拡大されて、さらに細かいデコボコが見えてきた。１ＭＨｚではこちらの方が＋１８．５ＶＰＰｒｅｇより出力インピーダンスが小さいことはこの変動レベルからも明らか。
・と、まぁ、多少の特徴の違いはあるようだが、Ｋ式超高速レギュレータは、プラス出力でもマイナス出力でもほぼ同様の特性が得られている。
・さて、２００８年もあと数日。我がＮｏ−１６８ＭＣプリアンプ（もどき）も新しい年を迎えるべく模様替えだ。 ・新たに超高速プッシュプルレギュレータを加え、さらに、我がＮｏ−１２１（もどき）同様に、フラットアンプ側にスイッチ切り替えでＣＤ入力も出来るようにする。ケースは従前のケース（ＯＳ４９−２６−３３ＢＸ）そのまま。 ・アンプ回路は、電源電圧が２７Ｖから１８．５Ｖとなったことにより、ツェナーダイオードへの供給電流を決める抵抗を１８ｋΩから１０ｋΩへ変更。
・で、その音なのだが、レギュレータの導入によるのか、メタリックなほどの鋭い感じは和らいで柔軟性もある懐の広いちょうど良い感じになった。と言っては手前味噌か。（爆） ・が、同じような素子を使っているのに、やはりＧＯＡのＮｏ−１２１（もどき）とはかなり鳴りっぷりが違う感じを受ける。 ・このＮｏ−１６８（もどき）の音は一言で言って実にエネルギッシュ。伸びやかでないということではないのだが、Ｎｏ−１２１（もどき）の爽快な伸びやかさとはちょっと違う。この辺がＧＯＡと完全対称の違いだろうか。 ・どちらが良いかなぁ。。。（爆）

（２００８年１２月２７日）

（その後の１４）



フラットアンプ部を微修正した。初段のドレイン負荷抵抗を１．８ｋΩから２．７ｋΩに増やし、オープンゲインを元の６０ｄＢ程度に引き上げたのである。これに伴い２段目差動アンプの共通ソース抵抗も１．６ｋΩから１．８ｋΩに増えている。増え方が初段の抵抗の増え具合に見合わないのは、電源電圧を下げたことだし、この際終段の動作電流も＋側で７ｍＡ台の指定値にすることにしたからである。

余計なことだが、完全対称型プリは、かつてのＧＯＡに比較するとオープンゲイン設定が小さい。ので、その分ＮＦＢ量も少なく、そのため出力オフセットとドリフトがかつてのＧＯＡプリより大きい。Ｎｏ−１６８型のＶＧＡ式フラットアンプは、クローズドゲイン設定が最大３４ｄＢとなっていることもあって、ドリフトを実用範囲に収めるのはかなり難しいところがある。新単行本搭載の、特に高出力ＭＣプリアンプなどは終段の発熱も加わって、ドリフトを実用範囲に収めるのは不可能である。ように観じられる。もっとも、トータル音量から、殆どボリュームを絞ってゲイン最小付近で使用することになるので実用的には支障がない。と言えないこともない。のかもしれない。（爆）

で、我がＮo−１６８（もどき）においても、前回の改良でオープンゲインが多少小さくなったところ、フラットアンプのドリフトが我がパワーアンプの保護回路を動作させる±１５ｍＶを超えてしまう状況になってしまったのだった。よって、初段のゲインをやや引き上げてオープンゲインを元に戻し、イコール、ＮＦＢ量を元に戻し、ドリフトがその範囲内に収まるようにしたのである。

・各部の動作点はこう。
・結果、オープンゲイン（緑）は６０．４ｄＢ。ループゲイン（赤）（≒ＮＦＢ量）は４４ｄＢ。クローズドゲインは１６．４ｄＢ。と、終段でやや失ったゲインを初段で補うことにより、オープンループゲインは狙い通り旧に復した。 ・オープンゲインは、初段のｇｍがソース抵抗込みで１．３ｍＳ程度。なので初段で１．３×２．７＝３．５１、２段目は変わらず３ｍＳ、終段も変わらず６８０／４７＝１４．５。よって、全体のＧｍ＝３．５１×３×１４．５＝１５２．６９ｍＳとなるから、全体での利得＝１５２．６９×６．６＝１００７．６５倍＝６０．０７ｄＢ。と、簡便なゲイン計算値と良く一致する。 ・利得交点周波数はやや上がって３．８MHｚ程度。残念ながら、その点でのループゲインの位相（黄）はマイナス１２０°をやや超えてしまった。この場合、終段TRのＣｏｂによる第一ポール形成と関係しない初段でのゲインアップは、位相回転はそのままに利得交点周波数だけを高域に移行させる結果,位相余裕を失わせる方向に働くので、むやみには増やせないのだが、マイナス１２５°ならまだまだ位相余裕的には大丈夫なはずだ。が、これに伴いクローズドゲイン（青）には４ＭＨｚで２ｄＢ弱のピーク等が生じてしまっているので、方形波応答ではオーバーシュートが生じるかもしれない。この辺はシミュレーションの占いと実機の方形波応答により対策が必要かどうかを観じる。
・そのため、またしてもこの状態における方形波応答をＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占い実機の方形波応答と対比する。入力は左端及び中央は２Ｖｐ−ｐ。
100kHz	1MHz	１００ｋＨｚ　振幅　２６Ｖｐ−ｐ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２．４ 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２．４ 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２．４ 1００kHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・いやはや、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）シミュレーターは大したものだ。シミュレーターが占う応答波形と実機の方形波応答は実にうりふたつ。（爆） ・予想通り、１００ｋＨｚ方形波応答には、シミュレーションでも実機でも僅かにオーバーシュートが現れた。 ・１ＭＨｚ方形波応答の左の山がそのオーバーシュートの実態だ。が、実機の方がその山の盛り上がりが低い。のは、実機の方の発振器の発振波形が写真の通りなまっているせい。 ・さらに、スルーレートを観るための右端の方形波応答の姿は全く相似と言って良いように観じるほど。なお、当然だがスルーレートに変化はない。 ・で、このオーバーシュートなのだが、これはそうだなぁ。。。許容範囲ではなかろうか。と観じられる。音も良いし。（＾＾） ・ので、結論。このままで行く。 ・なお、右は参考までの１０ｋＨｚ方形波応答。		Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２．４ 1０kHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・と、一旦は思った。 ・のだが、まぁ、取れないオーバーシュートでもないし、妥協しないで対策を講じておけ。という声が聞こえる。気がする。（爆） ・よって、こうなった。 ・別途の位相補償として初段に例のステップ型位相補正素子を追加する。のだが、ＭＨｚ領域での利得交点周波数をやや引き下げ、その点での位相回転をやや引き戻したいだけなので、ステップを大きくしない定数設定をする。オリジナルの２７０ｐＦもリユースしよう。 ・これでｆｃ１＝１５９／（（２．７＋２．７＋５．６）＊０．０００２７）=５３．５４ｋＨｚ、ｆｃ２＝１５９／（５．６＊０．０００２７）＝１０５．１６ｋＨｚ、ｆｃｃ＝√５３．５４＊√１０５．１６＝７５．０４ｋＨｚ、ｓｔｅｐ＝５．６／（２．７＋２．７＋５．６）＝０．５０９１≒▲５．８６ｄＢとなる。これで、ｆｃ１の５３．５４ｋＨｚ付近からオープン利得の下降率をやや大きくして結果利得交点周波数をやや低域に移行させ、ｆｃｃの７５ｋＨｚ付近からｆｃ２の十倍の周波数である１ＭＨｚ付近までの位相引き戻し効果で、その利得交点周波数付近での位相余裕を確保するとともに、ステップを小さく設定することにより、ｆｃ１の１／１０の周波数からｆｃｃまでの低域側での位相回転増加は極力少なくなるようにする。 ・という狙いなのだが、果たして上手くいくか。
・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）の占いはこうなった。 ・よく観ると分かるが、ステップ位相補正の効果により、５０ｋＨｚ付近から１００ｋＨｚ付近までのオープンゲイン及びループゲインの下降カーブがやや急になっている。厳密にはｆｃ１の１／１０の５ｋＨｚ付近から利得が減衰を始めるのだが、その結果、利得交点周波数は２．５ＭＨｚ程度に下降している。併せて、そのポイントでのループゲインの位相回転もマイナス１０５°程度と良好な範囲に収まっている。上と比べてみると分かるが１ＭＨｚから１０ＭＨｚにおける位相回転がやや減っているのだ。逆に、ｆｃ１の５０ｋＨｚを中心として周辺２オクターブでは位相回転が増加しているのだが、増加後もマイナス９０°を超えることなく、狙い通りに小さい範囲に収まった。 ・と、結論としては上手くいくというありがたいご神託だ。（＾＾）
・というような観想も、初段ステップ位相補正がある場合とない場合のパラメトリック解析で一目瞭然。(爆）
・早速、この状態における方形波応答をＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占い、実機の方形波応答も観る。入力は左端及び中央は２Ｖｐ−ｐ。
100kHz	1MHz	１００ｋＨｚ　振幅　２６Ｖｐ−ｐ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２．５ 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２．５ 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２．５ 1００kHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・大変良好な結果となった。音も一層良くなった。気がする。（爆）（＾＾； ・が、スルーレートは僅かに悪化する。シミュレーションでは９０Ｖ／ｕＳから、２ｕＳで１５Ｖ、すなわち７５Ｖ／ｕＳに低下すると占う。実機の方形波応答でも、６５Ｖ／ｕＳから、２ｕＳで１２Ｖ、すなわち６０Ｖ／ｕＳ程度に低下したようだ。まぁ、位相補償とはそういうものだからこれはしょうがない。 ・結論。これで行く。		Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−２．５ 1０kHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ

（２００９年１月４日）

（その後の１５）



いにしえの高速ハイブリッドオペアンプＬＨ００３２でＭＣプリを作ったせいで、私の他のＭＣプリの見直しが必要になってしまった。それはＭＣイコライザー部ではなくフラットアンプ部である。はっきり言ってレコードはソースとしては貧弱である。ことは否めない。ＣＤやＳＡＣＤ、ＤＶＤオーディオ等のデジタルソースの方が、Ｋ式ＤＡコンバーターを使わずともソースとしての情報量はかなり優秀だ。まぁ、いわれなくデジタルを毛嫌いしているうちにＤＶＤオーディオは既に消滅、ＳＡＣＤも風前の灯火、ＣＤとていつまで持つのか怪しい状況になってしまったのだが。（爆）　で、レコードの方はカートリッジで音が規定されているようでもうそれほどの差は出ない。のだが、ＣＤやＳＡＣＤ、ＤＶＤオーディオを聴き比べてみると、私の他のＭＣプリのフラットアンプ部の音に物足りないものを感じてしまったのである。

何故か？は勿論ＬＨ００３２の音が良いからである。ＬＨ００３２の音は、入力の情報を何も失わず、何も加えず、まさに正確無比で入力そのものという感じの音なのである。だから、ソースが良くなれば良くなるほど圧倒的な情報量で、音楽が実に楽しい。

これに比べると、私の他のＭＣプリの音は、何となくくすんでいる。要するに何か情報を失ってしまっている。ように感じる。

原因は何か？　そもそもＬＨ００３２に敵わないのか。。。レギュレーターも同じだし、ケースも同じ、ボリューム方式も、配線引き回し等も殆ど同じだしなぁ。。。

と、一旦は思った。



のだが、ＬＨ００３２によるＭＣプリアンプと私の他のＭＣプリアンプには、回路的に一つ違いがあるではないか。と、思い直した。

それは、ＣＤ等用のＡＵＸ入力からコスモスのボリュームまでの経路に、私の他のＭＣプリでは５１ｋΩのスケルトン抵抗をシリーズに入れてあることである。

これは勿論ＣＤプレーヤー等の入力信号が大きいため、これをやや減衰する目的なのだが、ＬＨ００３２ＭＣプリの方はお遊び的に作ったものなので、面倒なこともあり、この５１ｋΩのスケルトン抵抗を入れないまま回路を組んだのである。なので、もしかしてと思って、私の他のＭＣプリで、これまで無前提に情報量は高いはずと思っていたこの５１ｋΩのスケルトン抵抗をスルーにしてみたのである。

結果は、即結論。スケルトン抵抗は撤去。

このスケルトン抵抗で失われた情報が回復して、一皮も二皮もベールがはがれた音になったのだった。

う〜ん。。。。。。もしかすると５０ｋΩのハイインピーダンスでコスモスのボリュームをドライブすることが情報を失う原因かもしれないので、スケルトン抵抗に全面的に罪を被せるのは早計かもしれない。まぁ、この回路構成ではたまたまそうなるということなのだろう。とは思うが、万能なものはない。と今更ながら思い知らされた。

したがって、この用途で使用している私の他のＭＣプリアンプのスケルトン抵抗も、ほどなく全て撤去されるであろう。



で、これで我がＮｏ−１６８ＭＣプリアンプ（もどき）の音はＬＨ００３２ＭＣプリアンプに勝る、あるいは匹敵する音になったのか？

は、保留。（爆）（＾＾；

これについては、今しばらく時間を掛けたい。

（２００９年１月１９日）

（その後の１６）

・前回結論を保留としたテーマ。 ・「これで我がＮｏ−１６８ＭＣプリアンプ（もどき）の音はＬＨ００３２ＭＣプリアンプに勝る、あるいは匹敵する音になったのか？」 ・は、必ずしもそうは言い切れない。から保留にした訳である。 ・スケルトン抵抗５１ｋΩとコスモスボリュームの組み合わせによる情報の欠落は、スケルトン抵抗を排除することによって消滅し、この点での差異は確かになくなった。が、これによって、ＧＯＡのＮｏ−１２１（もどき）やＬＨ００３２と、完全対称型のＮｏ−１６８（もどき）、Ｎｏ−１２８？の奏でる音の特徴もさらに明確となった。 モ　　デ　　ル 形　式 音の端的な特徴 Ｎｏ−１２１（もどき） ＧＯＡ 伸びやか、自然、爽快 ＬＨ００３２ 一般的 正確無比、純粋、純水 Ｎｏ−１２８？ 完　対 ダイナミック、かつ優美 Ｎｏ−１６８（もどき） 完　対 エネルギッシュ ・端的に言ってしまえば、完全対称型のＮｏ−１２８？とＮｏ−１６８（もどき）の音には、ゲインを有するエミッタ共通動作の終段が負荷を強力に掴んでドライブするが如きのエネルギー感、ダイナミック感、芯の太さがある。のだが、一方で、ＧＯＡのＮｏ−１２１（もどき）やごく普通の形式のＬＨ００３２に比較すると、正確さや細やかさ、爽快感といったニュアンスの部分においてやや不満を感じてしまうのだ。特にＮｏ−１６８（もどき）において。それは一言で言えば雑味のようなもの。ちょっと荒々しい感じ。これが純粋、自然、爽快といったニュアンスをスポイルする。もっとこう何というか、滑らかで抜けるような透明感も欲しい。 ・って、まぁ、完対の音にＧＯＡやＬＨ００３２の音も併せて求めているだけことのようだが。。。（爆） ・ので、この雑味というか、ちょっと荒々しいのは何が原因なのか？と、一生懸命ない頭を捻ってこねって、結果、あまり理論的とは思えないが、まぁたどり着いた。（＾＾；
・我が家には歪率計などという高等なものはない。（爆） ・のだが、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）の過渡解析機能には、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）という機能が付いているではないか。これを使うと、回路で生じる歪みというものを占うことができる。 ・ので、これでそれぞれのＭＣプリの歪みの違いを観じることにしたのである。 ・もしや、この辺にヒントがあるかもしれない。と。 ・シミュレーションは簡単で、過渡解析で正弦波を入力し出てくる出力波形画面でＦＦＴボタンを押すだけ。出力させる時間は長い方が正確な結果につながる。が、そうすると時間ばかりかかるので、ある程度の慣れと見極めが必要。 ・やりだすと切りがないので、ここでは代表として１０ｋＨｚ正弦波で観る。 ・また、観測を簡単にするためシミュレーション上、各モデルのクローズドゲインは１０倍（２０ｄＢ）に設定し、１Ｖの正弦波を入力する。すなわち出力は１０Ｖとなる。 ・最初にＬＨ００３２“もどき”の回路。
・で、結果がこれ。↓ ・横軸は周波数で、入力した基本波が１０ｋＨｚなので、１ｋＨｚから１００ｋＨｚまで表示させている。縦軸は出力信号の電圧で、最大１０Ｖで最小は１０ｕＶのログ表示である。従って、出力電圧は１０Ｖを０ｄＢとすると−１２０ｄＢまでである。 ・で、赤線で表示されているものがフーリエ変換された１０ｋＨｚ出力正弦波の周波数成分分布状況。 ・１０ｋＨｚで１０Ｖと表示されているのは１０ｋＨｚ出力正弦波そのものだ。これは当然このように表示されないとおかしい。 ・問題は２０ｋＨｚ、３０ｋＨｚ、４０ｋＨｚのところにも周波数成分が表示されていることだが、これらは入力が１０ｋＨｚ正弦波なので本来出力には現れてはいけないもの、すなわちアンプの増幅課程で付加された歪み成分ということになる。要するに２０ｋＨｚの周波数成分が２次高調波、３０ｋＨｚの周波数成分が３次高調波、４０ｋＨｚの周波数成分が４次高調波だ。 ・ＬＨ００３２“もどき”の回路では、基本波に対して−１２０ｄＢの範囲では４次高調波までの歪みが発生し、その量は２次高調波が０．５ｍＶ、ということは０．０００５／１０＊１００＝０．００５％、３次高調波が０．１ｍＶ＝０．００１％、４次高調波が０．０３ｍＶ＝０．０００３％、全体で０．００５１０８％の歪みが生じるという占い結果だ。
・へぇ〜、すごいではないか。（＾＾） ・では、我がＮｏ−１６８（もどき）の回路での歪みはどうだろう。
・ガーン！ ・なんと、歪み率は一桁高い。し、高調波が７次までもある。（爆） ・２次高調波が３ｍＶ、ということは０．００３／１０＊１００＝０．０３％、３次高調波が１ｍＶ＝０．０１％、４次高調波が０．３ｍＶ＝０．００３％、５次高調波が０．１２ｍＶ＝０．００１２％、６次高調波が０．０５ｍＶ＝０．０００５％、７次高調波が０．０１７ｍＶ＝０．０００１７％、全体で０．０３１７９２％の歪みが生じるという占い結果だ。 ・なんと、ＬＨ００３２の１０倍の歪み。。。 ・まぁ、ＬＨ００３２の方がオープンゲインが大きいので、同じクローズドゲインではＮＦＢ量が多くなるから、その分を割り引いて考える必要はあるが、オープンゲインに１０倍（２０ｄＢ）の差はないから、やはり、そもそもＮｏ−１６８（もどき）の方が本質的に歪みが多いということだなぁ。。。 ・もしや、この歪みの多さが雑味の原因？
・ならば、Ｎｏ−１２１（もどき）はどうだろう。 ・これのオープンゲインはＮｏ−１６８（もどき）とほぼ同じだからＮＦＢ量もほぼ同じだ。 ・Ｎｏ−１６８（もどき）とほぼ同じ歪みになるだろうか？
・ガーン！ ・なんと、歪み率は遙かに低いし、高調波は３次までしかない。。。 ・２次高調波が０．１５ｍＶ、ということは０．０００１５／１０＊１００＝０．００１５％、３次高調波が０．０４５ｍＶ＝０．００００４５％、全体で０．００１５６６％の歪みが生じるという占い結果。Ｎｏ−１２１（もどき）は、オープンゲインの大きい、すなわちＮＦＢ量の多いＬＨ００３２をも凌ぐ低歪み。 ・まぁ、考えてみればＬＨ００３２とＮｏ−１２１（もどき）の回路構成、増幅要素はほぼ同じだが、動作対称性の観点から見れば、要点となるカレントミラーの精度がワイドラー型のＬＨ００３２よりウィルソン型のＮｏ−１２１（もどき）の方が良い。ので、これがＮｏ−１２１（もどき）のこの低歪率という結果をもたらしているのだろう。 ・Ｎｏ−１２１（もどき）の音は滑らかで伸びやかで爽快なのだが、その原因はこの低歪み？
・う〜む、そうなのか。。。 ・こういう差動回路やＰＰ回路で構成されているアンプでは、歪みの大小はＰＰ動作の正確度のバロメータである。トータルＮＦＢ量が同程度でありながら歪み率が大きいということは、ＰＰ動作の成功度において完全対称型のＮｏ−１６８（もどき）がＧＯＡのＮｏ−１２１（もどき）に敵っていない、ということになる。ＧＯＡのカレントミラー部になお非対称性があるとして完全対称型に移行したはずなのに。。。（爆） ・となると結果が怖いが（＾＾；、次はＮｏ−１２８？。
・ガーン！（爆） ・ほぼＮｏ−１６８（もどき）と同じ。 ・２次高調波が２ｍＶ＝０．０２％、３次高調波が０．８ｍＶ＝０．００８％、４次高調波が０．２ｍＶ＝０．００２％、５次高調波が０．１ｍＶ＝０．００１％、６次高調波が０．０３ｍＶ＝０．０００３％、７次高調波が０．０１５ｍＶ＝０．０００１５％、全体で０．０２１６５９％の歪みが生じるという占い結果。 ・う〜む。。。やはり、完全対称型の方がＰＰ動作の完全度が落ちるのか。。。
・それは多分事実なのだろうと思いつつ、この際、いずれ我がＭＣプリアンプ群に参加することが予定されているＮｏ−１５９（もどき）のフラットアンプ部についても観る。
・ガーン！　と、驚くことはもうなくなったが、やはり同じである。 ・２次高調波が２．５ｍＶ＝０．０２５％、３次高調波が０．９ｍＶ＝０．００９％、４次高調波が０．３ｍＶ＝０．００３％、５次高調波が０．１ｍＶ＝０．００１％、６次高調波が０．０３ｍＶ＝０．０００３％、７次高調波が０．０２ｍＶ＝０．０００２％、全体で０．０２６７６１％の歪みが生じるという占い結果。
・まとめると、 モ　　デ　　ル 形　式 歪　み　率 Ｎｏ−１２１（もどき） ＧＯＡ ０．００１５６６％ ＬＨ００３２ 一般的 ０．００５１０８％ Ｎｏ−１２８？ 完　対 ０．０２１６５９％ Ｎｏ−１６８（もどき） 完　対 ０．０３１７９２％ Ｎｏ−１５９（もどき） 完　対 ０．０２６７６１％ ・というわけで、完全対称型は総じて歪がＧＯＡのＮｏ−１２１（もどき）やＬＨ００３２より一桁（１０倍）多い。 ・って、これでも十分に低歪率であるような気はするが。。。 ・しかしながら、歪み率で示されるこの結果は、回路のＰＰ動作の完全度において、完全対称型が必ずしもカスコード−カレントミラーより優れたものではないことを示している。というか、はっきり言えば劣っている。ということを表している。 ・ただし、この歪み率の違いが、即我がＭＣプリたちのフラットアンプ部の音の違いの要因なのかどうかは全く分からない。（爆）
・が、その点はとりあえず置いておくとして、問題は、何故こうなるのか？ ・は、もうその見当は付いている。 ・完全対称型のＰＰ動作がなお完全ではないということだから、それは完全対称動作の“要”部分にその要因があるに違いない。 ・完全対称型の“要”は２段目差動アンプが終段を電流ドライブすることだ。これそこ終段上下（プラス側、マイナス側）が対称動作をするための必須条件。（終段が３極管又は３極管動作の場合を除く。） ・が、問題は、２段目差動アンプから見た終段負荷条件が左右というか、上下というか、プラス側とマイナス側で極端に非対称なことである。 ・マイナス側をドライブする差動アンプ左側の負荷はマイナス側終段のベース抵抗そのもので、電流出力アンプにとっては全く軽い負荷である。しかも動作中全く変動しない負荷だ。これに対して、プラス側をドライブする差動アンプ右側の負荷は、終段プラス側のベース抵抗ではなくて、アンプ自体の負荷×終段の電流ゲイン×２であるので、２段目電流出力アンプにとってはかなり重い負荷である。しかも、アンプにつながる負荷が変動すると２段目の負荷も変動する。 ・さらに、これに伴い、電流出力である２段目差動アンプ右側のドレイン（コレクタ）電圧は、フローティング電圧となってアンプ出力電圧と同じ電圧振幅をすることになるので、そのゲート−ドレイン容量（ベース−コレクタ容量）にはミラー効果が生じ、結果としてここに低いポールが発生する。また、このミラー効果で増大した容量によって２段目差動アンプ右側に局部帰還が掛かるので、結果高域ではその出力インピーダンスが低下し、終段を電流ドライブできなくなる。差動アンプだから、その効果は左側にも及ぶわけだが、左側の負荷は非常に低いのでそれでも電流ドライブ条件は満たされるから、結果、終段上下のＰＰ動作の正確性は、残念ながら周波数が高くなるほどにどんどんと失われる方向になる。 ・が故に歪み率がＧＯＡ等に比較して高いものとなるのだろう。二十倍から三十倍も。。。 ・と、完全対称といいながら、実は完全対称型の完全対称動作はなかなかに難しい。 ・余計なことだが、真空管であればP型真空管はないので完全対称型にはかなりの意味を感じるのだが、P型素子もある半導体において、かなり完成しているGOA 等に変えて完全対称型を用いる意味はあるのか？　ということにもなるのだが、まぁ、それは置いておこう。（爆） ・で、これをより正確なＰＰ動作にしようとすれば、終段の完全対称動作がより正確になるようにすることになる。そのためには、要である２段目差動アンプの右側の出力インピーダンスを高め、ミラー容量による局部帰還も生じないようにする以外にない。で、そのためには二段目差動アンプ右側にカスコード回路を挿入するしかない。 ・回路図上は左側にもカスコードを入れた方がエレガントに見えるが、まぁ、それによる特段の効果はないので、資源の無駄をするよりは片側だけにした方がよりエレガント。 ・というわけで、Ｎｏ−１６８（もどき）のＰＳｐｉｃｅ回路イメージに所要のカスコード回路を加えてＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占う。
・ガーン！ ・と、想定どおりではないか。（爆） ・２次高調波が０．４ｍＶ、ということは０．０００４／１０＊１００＝０．００４％、３次高調波が０．２ｍＶ＝０．００２％、４次高調波が０．０８ｍＶ＝０．０００８％、５次高調波が０．０５ｍＶ＝０．０００５％、６次高調波が０．０２５ｍＶ＝０．０００２５％、全体で０．００４５７７％の歪みと、カスコードがない場合の０．０３１７９２％の１／７に減ってＬＨ００３２以下の歪率となった。
・まとめると、 モ　　デ　　ル 形　式 歪　み　率 Ｎｏ−１２１（もどき） ＧＯＡ ０．００１５６６％ ＬＨ００３２ 一般的 ０．００５１０８％ Ｎｏ−１２８？ 完　対 ０．０２１６５９％ Ｎｏ−１６８（もどき） 完　対 ０．０３１７９２％ Ｎｏ−１６８（もどき） 改良後 完　対 ０．００４５７７％ Ｎｏ−１５９（もどき） 完　対 ０．０２６７６１％ ・と、想定した通りの結果とはなったのだが、この程度の歪みが本当に音に影響するのか？という問題もある。し、そもそも我が駄耳でその違いを聞き分けられるはずもなかろう。という問題もある。（爆）
・のだが、早速実機で改良作業を行ってしまう。 ・もともと高密度に実装されているので、基盤を作り替えないでうまく追加部品（といっても２ＳＪ１０３１個だけだが）を乗せられるかなぁ、と思ったが、立体配置で何とか収まった。
・で、その音は、。。。 ・即結論。これで行く。 ・完全対称型の特徴であるエネルギッシュ、ダイナミックな音であることはそのままに、雑味や荒さのようなものは薄れ、変わって滑らかな透明感や細やかな質感も感じさせる大変良い音になったのだ。（＾＾） ・よって、我がＮｏ−１２８？ＭＣプリアンプのフラットアンプにもほどなく同様のカスコード回路が付加されるであろう。また、近く登場するかもしれないＮｏ−１５９　ＭＣプリアンプ（もどき）のフラットアンプにも同様のカスコード回路が付加されるであろう。 ・う〜ん。。。この音の変化が本当にこの歪み率の変化だけによるのなら、我が駄耳はこの０．００何％レベルの違いを聞き分けている極めて鋭敏な耳であるということになる。。。それはありえんわなぁ。（爆）（＾＾；
・と、本当に歪み率だけの問題かどうかは分からないのだが、我が完全対称型ＭＣプリについては、もとより入っているイコライザー部だけではなく、フラットアンプ部の２段目差動アンプ右側にもカスコード回路を入れることが音的に必須となった。 ・のだが、そうなると位相補正をやや手直しすることが必要になる可能性がある。 ・なぜなら、これまで共同して相互作用でファーストポールを拵えていた終段のＣｏｂによるポールと２段目差動アンプ右側のドレイン−ゲート間容量によるポールが、カスコード回路によって切り離され、改良後は終段ＴＲのＣｏｂによるポールが単独でファーストポールを担うことになるからだ。 ・その場合、共同が単独になるのだから当然ポール位置は上がることになるので、これまで別途の位相補償として入れていた初段の５．６ｋΩ＋２７０ｐＦのステップ位相補正では補償が不十分になる可能性がある。 ・ので、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）に占ってもらう。
・やはり。 ・まぁ、許容の範囲程度のものではあるのだが、利得交点周波数３ＭＨｚでのループゲイン（黄）の位相がマイナス１３０°程度まで回転してしまった。ので、これにともなってクローズドゲイン（青）の３〜４ＭＨｚ付近で１．５ｄＢ程度のピークが生じてしまっている。
・ので、ステップ位相補正は４．３ｋΩと２７０ｐＦの組み合わせに変えた。
・この場合のステップ位相補正の加減はなかなか微妙なのだが、結果としてはまぁまぁかな。 ・実機とシミュレーションは完全には一致しないので、この組み合わせは実機での方形波応答の結果から設定したものだ。
・この状態における方形波応答のＰＳｐｉｃｅ（評価版）での占い結果と、実機の方形波応答。入力は左端及び中央は２Ｖｐ−ｐ。
１００ｋＨｚ	１ＭＨｚ	１００ｋＨｚ　振幅　２６Ｖｐ−ｐ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−３．０ 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−３．０ 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−３．０ 1００ｋHz　１ｕＳ／div　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・良好な結果だ。 ・スルーレートは２ｕＳで１５Ｖ、すなわち７５Ｖ／ｕＳで変化はない。実機の方形波応答では、６０Ｖ／ｕＳ程度から、２ｕＳで１０Ｖ、すなわち５０Ｖ／ｕＳ程度に低下したようだが、これは測定の際のケーブルの影響。 ・音的にはこれでＬＨ００３２ＭＣプリや我がＮｏ−１２１ＭＣプリ（もどき）と比較してどうこうという気にはならないものとなった。というか、格調を感じさせるような大変素晴らしい音になったのだ。（＾＾） ・ので、結論。これで行く。		Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ−３．０ 1０ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ

（２００９年１月２５日）

（その後の１６の補足）

・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）の占いに過ぎないのであまりシリアスに観てもしょうがない。のだが、一部だけでは誤った見方にもなる。ので、もう少しだけ占い結果を観る。 ・で、ＬＨ００３２、Ｎｏ−１２１（もどき）、カスコードのないＮｏ−１６８（もどき）とカスコードを付加したＮｏ−１６８（もどき）の４種について、１ｋＨｚと１０ｋＨｚの正弦波で、出力１Ｖ、５Ｖ、１０Ｖとした場合の高調波成分分布（要するに歪み）がどうなるのかを観る。なお、各アンプともゲイン設定は１０倍（帰還抵抗１ｋΩ＋９ｋΩ）。
・先ずは、１ｋＨｚ、出力１Ｖ。
LH0032 MCFA 1kHz 1V out	No-121 MCFA 1kHz 1V out
・非常に低歪率。−１００ｄＢ（０．００１％）を超えるのは３次高調波のみである。 ・あとは、５次、７次、９次の奇数次高調波と、偶数次では２次高調波が見える。 ・ＰＰ動作が上手く機能していれば偶数次高調波は打ち消されて生じないはず。という意味ではＰＰ動作が上手く行っているということになる。	・こちらも非常に低歪率だが、３次、５次、７次、９次の奇数次高調波が−１００ｄＢ（０．００１％）以上のレベルとなっている。その意味ではこの場合ＬＨ００３２より歪みは大きい。 ・が、２次高調波は勿論偶数次の高調波は全くない。奇数次高調波のみだ。すなわち、この場合ＰＰ動作が完璧。ということになる。
No-168 MCFA 1kHz 1V out	No-168 MCFA with Cascode 1kHz 1V out
・非常に低歪率だ。−１００ｄＢ（０．００１％）を超える高調波はない。あるのは、−１００ｄＢ（０．００１％）以下で３次、５次、７次、９次の奇数次高調波と、偶数次では２次高調波のみ。これもＰＰ動作がかなり上手く行っている。 ・結果、総合的にはＬＨ００３２やＮｏ−１２１（もどき）より低歪率。	・左のＮｏ−１６８（もどき）の２段目差動アンプ右側にカスコード回路を追加したのがこれだが、基本的には左のカスコードがない場合と同じである。が、２次高調波が左との比較でかなり抑制されたことが分かる。２段目差動アンプ右側にカスコードを追加したことでＰＰ動作がより完璧になった。ということだ。 ・結果、総合的にはこの４種の中では最も低歪率。
・次は１ｋＨｚで出力が５Ｖの場合。
LH0032 MCFA 1kHz 5V out	No-121 MCFA 1kHz 5V out
・この場合も非常に低歪率。−１００ｄＢ（０．００１％）を超えるのは今度は２次高調波のみである。あとは、３次、５次、７次の奇数次高調波。 ・が、２次高調波のレベルが相対的に大きくなった。ということはＰＰ動作の正確性がやや薄れたということになる。	・不思議なことに出力１Ｖの場合より低歪率となった。−１００ｄＢ（０．００１％）を超える高調波はなくなった。が、２次高調波が新たに現れた。他は、３次、５次、７次、９次の奇数次高調波。 ・低歪率となったのは良いのだが、２次高調波が現れたのはちょっと気になる。
No-168 MCFA 1kHz 5V out	No-168 MCFA with Cascode 1kHz 5V out
・出力１Ｖの場合に比べてかなり歪みが増えたように見えるが、基本波の振幅が５倍になっていることに注意して良く見ると、増えたのは２次高調波で、それのみが−１００ｄＢ（０．００１％）を超えている。 ・３次はほぼ同等、４次が新たに出現したが、５次、７次、９次は逆に減っている。 ・が、２次高調波が激増したのは、ＰＰ動作の正確性が弱まったということだ。し、それが故にこの４種の中では最も歪みが多くなってしまった。“完全対称型”としてはちょっと残念と言わざるを得ない。	・左と比べると、こちらは２段目のカスコードのおかげで、２次高調波を含め高調波が良く抑制されている。偶数次高調波も２次以外は見えない。 ・すなわち、左との比較で、２段目差動アンプ右側へのカスコード回路の追加でＰＰ動作がより正確なものになることが明らかだ。 ・この結果、−１００ｄＢ（０．００１％）を超えるのは２次高調波のみであり、そのレベルも上のＮｏ−１２１（もどき）以下であり、総合的な歪み率もこの４種中最低である。
・次は１ｋＨｚで出力が１０Ｖの場合。
LH0032 MCFA 1kHz 10V out	No-121 MCFA 1kHz 10V out
・高調波の様相は、基本的に変化がない。高調波は偶数次が２次と、あとは奇数次の３次、５次、７次、９次。 ・２次高調波のみが−１００ｄＢ（０．００１％）を超え、他の奇数次は−１２０ｄＢ程度。奇数次高調波の歪みレベルはやや増加した。	・この出力レベルでも相変わらず低歪率だ。−１００ｄＢ（０．００１％）を超える高調波はない。し、なにより、２次高調波も増加しないままだ。 ・で、Ｎｏ−１２１（もどき）は出力１Ｖから１０Ｖまで２次高調波が３次高調波より少ない。カスコード＆ウィルソンカレントミラーＧＯＡのＰＰ動作の正確性が伺われる結果。 ・出力が大きくなって、この場合下のＮｏ−１６８（もどき）の歪率が高くなり、この出力レベルではＮｏ−１２１（もどき）が４種中最も低歪みとなった。
No-168 MCFA 1kHz 10V out	No-168 MCFA with Cascode 1kHz 10V out
・この出力レベルとなって、完全対称型、と言うか我がＮｏ−１６８（もどき）の特徴的な歪みの様相が明確になった。すなわち、高調波が２次からずらっと漸減で並ぶのである。まぁ、上でみたＮｏ−１２８？もＮｏ−１５９（もどき）もこうだったから、完全対称型の大振幅動作時に共通のものなのかもしれない。 ・何故こうなるのか？は不明だが、ＰＰ動作の観点からするとあまり芳しくないと思わざるを得ない。 ・まぁ、２次高調波のレベルはＬＨ００３２と同程度なので、量的にどうこうというべきものではないが、総量としてはこの４種の中で一番歪み率が高くなってしまった。	・高調波の様相は、２段目右側にカスコードを付加したこちらも基本的に変化がない。が、２次高調波のレベルが左の１／１０であるように、カスコードの付加で歪みが全般的に抑制されることが分かる。 ・総歪み量としては、Ｎｏ−１２１（もどき）にやや劣るがほぼ同等レベルで十分低歪みなのだが、偶数次高調波が急増したのは気になる。カスコードを付加しても大振幅ではＰＰ動作の正確性を保てないのか？Ｎｏ−１２１（もどき）が保っているのに。。。 ・結局、Ｎｏ−１２１（もどき）とＮｏ−１６８（もどき）は、大振幅では奇数次高調波はほぼ同じで、偶数次高調波の多寡が異なる。ということになる。この辺が両者の音の違いの要因かもしれない。
・続いて、１０ｋＨｚについて占う。 ・先ずは出力１Ｖ。
LH0032 MCFA 10kHz 1V out	No-121 MCFA 10kHz 1V out
・この場合も非常に低歪率。−１００ｄＢ（０．００１％）に２次高調波があるだけとも言っていいぐらい。 ・で、１ｋＨｚの場合と比較すると、１０ｋＨｚの方が低歪率のようだ。	・こちらも非常に低歪率。−１００ｄＢ（０．００１％）を超えるのは３次高調波のみで、他はこれ以下のレベルで５次高調波と７次高調波があるだけのようだ。基本波１０ｋＨｚの場合もやはり２次高調波ほかの偶数時高調波は見えない。この場合もＰＰ動作が完璧のようだ。 ・これも、１ｋＨｚの場合より１０ｋＨｚの方が低歪率。
No-168 MCFA 10kHz 1V out	No-168 MCFA with Cascode 10kHz 1V out
・Ｎｏ−１６８（もどき）も１ｋＨｚより１０ｋＨｚの方が低歪率？と思ったのだが、それは２次以外の高調波が見られないための勘違いで、その２次高調波が−１００ｄＢ（０．００１％）を超えているので、歪み率としてはこちの方が１ｋＨｚの場合より高い。 ・この２次歪みの高さだけでＬＨ００３２やＮｏ−１２１（もどき）よりも総合的に歪率が高くなってしまっている。	・カスコードが付加されたＮｏ−１６８（もどき）の方は、１ｋＨｚの場合にあった−１００ｄＢ以下−１２０ｄＢ以上の３次、５次、７次、９次高調波が見られず、代わって同程度のレベルの２次高調波のみとなった。したがって、これは明らかに１０ｋＨｚの方が１ｋＨｚの場合より低歪みである。 ・しかもこの４種の中でも最も歪み率が低い。非常に低歪率。
・次は１０ｋＨｚで出力が５Ｖの場合。
LH0032 MCFA 10kHz 5V out	No-121 MCFA 10kHz 5V out
・−８０ｄＢ（０．０１％）以下に２次高調波、−１００ｄＢ（０．００１％）以下に３次高調波。 ・何となくＮｏ−１６８（もどき）の１ｋＨｚで出力１０Ｖの場合（低次から高次へ漸減で高調波が並ぶ）に似ているような。。。 ・３次以降の高調波の率は低いので、１ｋＨｚの場合より引き続き低歪みである。	・−１００ｄＢ（０．００１％）程度に２次高調波、−１２０ｄＢ（０．０００１％）程度に３次高調波。 ・１ｋＨｚの場合に比較すると、５次、７次、９次の高調波がなくなり、３次高調波の率が低くなったが、２次高調波の率が高くなったので、総合的には１ｋＨｚの場合より歪み率は高い。 ・しかし、ここで４種の中では最も低歪みになった。
No-168 MCFA 10kHz 5V out	No-168 MCFA with Cascode 10kHz 5V out
・−８０ｄＢ（０．０１％）をやや超えるレベルの２次高調波、以下、３次高調波、４次高調波、５次高調波が漸減で並んでいる。 ・カスコードのないＮｏ−１６８（もどき）は、１０ｋＨｚの場合、この振幅５Ｖの段階で完全対称型の大振幅動作時の特徴的な歪みの様相、すなわち、高調波が低次から高次へ漸減で並ぶ姿になってしまった。まぁ、まだ５次高調波までだが。。。 ・が、この場合は１ｋＨｚの場合より明らかに歪みは多い。また、４種の中では最も歪み率は高い。	・−８０ｄＢ（０．０１％）以下に２次高調波、−１００ｄＢ（０．００１％）以下に３次高調波。 ・左と比較すると、カスコードのおかげで歪みがかなり抑制されている。 ・が、残念ながら１ｋＨｚの場合より明らかに歪みは多くなり、これまで４種では最低レベルの歪みだったのだが、ここでＬＨ００３２、Ｎｏ−１２１（もどき）と同程度の歪み率となってしまった。
・次は１０ｋＨｚで出力が１０Ｖの場合。前回はこれを１０Ｖから１０ｕＶの範囲で観た訳だ。
LH0032 MCFA 10kHz 10V out	No-121 MCFA 10kHz 10V out
・その高調波は低次から高次へ漸減で並んでおり、これは完全対称型の大振幅時のものと同じだ。 ・が、歪み率は、１ｋＨｚの場合とほぼ同じか、ちょっと多い程度である。 ・で、もしかすると、この高調波が２次から高次へと漸減で並ぶのは別に完全対称型の大振幅時の特徴という訳ではなく、単にＰＰ動作が不完全になった場合の歪みの現れ方の一般なのかもしれない。	・Ｎｏ−１２１（もどき）は、この場合も高調波は３次までに収まっている。 ・しかも、１ｋＨｚの場合のはあった５次以降の奇数次高調波がなくなっているので、１ｋＨｚの場合より明らかに低歪みである。 ・１０ｋＨｚで、この大振幅ではＮｏ−１２１（もどき）が最も低歪みとなった。高周波、大振幅でこの歪みの様相と歪み率の低さは、Ｎｏ−１２１（もどき）のＰＰ動作の優秀性の表れだろう。
No-168 MCFA 10kHz 10V out	No-168 MCFA with Cascode 10kHz 10V out
・残念ながら、４種のなかでは最も歪み率は高い、また、１ｋＨｚの場合より明らかに歪みは多く、１０倍ほどになっている。し、１Ｖ出力の場合と比べても１０倍程度の歪み率になっている。 ・高周波領域で歪みが増加し、大振幅動作で歪みが増加するというのは、ちょっと残念。	・率が抑制され、左のカスコードがない場合の１／１０の歪み率となり、数値的にはＮｏ−１２１（もどき）に次ぐ低歪みではあるのだが、実は左と同じく１ｋＨｚの場合の１０倍の歪み率となっている。 ・そういう意味では、２段目差動アンプにカスコードを付加しても、やはり高周波領域で歪みが増加し、大振幅動作で歪みが増加しやすい、すなわち、そういう条件でＰＰ動作が不完全になりやすいのかもしれない。完全対称型は。。。
・と、適当に考えてみたが、実は“占い”をあれこれ解釈してもいささか空しいところがある。（爆） ・ので、終了。

（２００９年１月２８日）

（その後の１７）



基板を新しくして、組み直した。

回路もやや手直ししてある。

イコライザー部については、初段差動アンプのソース側トリマーを２００Ωから５０Ωに減らしてある。のは、初段反転側ゲート抵抗を減らしてクローズドゲインをやや増やしたことに伴いＮＦＢ量がその分減ったので、この際、初段に掛かる電流帰還量を減らしてオープンゲインを増やし、結果ＮＦＢ量を少し増やそうという趣旨。

フラットアンプ部は、まず、初段ステップ位相補正をさらに適切なものに見直してある。１０００ｐＦは大きな容量のように感じられるが別に問題はない。次に、２段目差動アンプ右側のカスコードアンプはトランジスタによるものとした。のは、ここをイコライザー部同様の回路で２ＳＪ１０３によるものとする場合、Ｉｄｓｓが相当に大きな２ＳＪ１０３にしないとかえって音が悪くなる、すなわち、ここは動作点が１．５ｍＡ程度と大きいので、Ｉｄｓｓが相当大きいものでないと差動アンプ右側の２ＳＪ１０３のドレイン−ソース間に掛かる所要電圧を確保出来ず、音がクリスタルになってしまう、ので、所要電圧を外部で確保するこの回路にしたもの。で、そうなればオールＦＥＴでもないＮｏ−１６８（もどき）としては、ＦＥＴより一桁ｇｍが大きいトランジスタにした方が良いだろう。という判断。

・回路の見直しに伴って位相補正に変更が必要にならないかＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占う。 ・まずはイコライザー部。初段のソース抵抗トリマーを２００Ωから５０Ωに変更しただけだ。が、オープンゲインが大きくなってＮＦＢ安定性がやや損なわれるかもしれない。
・オープンゲイン（赤）は最低域で９８．５ｄＢ。初段のソース抵抗トリマーが２００Ωの場合はこれが９４．５ｄＢであったから、２００Ωを５０Ωと１／４にしたことによりオープンゲインは４ｄＢアップした。クローズドゲイン（青）はＮＦＢ回路設定を変更していないから従前通りであり、１ｋＨｚで４８ｄＢである。従って、ループゲイン（緑）（≒ＮＦＢ量）は、２００Ｈｚから２０ｋＨｚまで３５ｄＢと、オープンゲインの増加分４ｄＢがそのままループゲイン（≒ＮＦＢ量）４ｄＢの増加となっている。まとめるとこのとおりで、クローズドゲイン設定を６．５ｄＢ上げたことで同量失ったループゲイン（≒ＮＦＢ量）が、これでかなり回復できたことが分かる。 変　　更　　経　　緯 オープンゲイン 　　（１０Ｈｚ） クローズドゲイン 　　（１ｋＨｚ） 　　ループゲイン （≒ＮＦＢ量ａｔ１ｋＨｚ） ループゲイン 　（対当初） ・当初（帰還量設定抵抗５６０Ω、初段ソーストリマー２００Ω） ９４．５ｄＢ ４１．５ｄＢ ３７．５ｄＢ −　　 ・変更後（帰還量設定抵抗２７０Ω、初段ソーストリマー２００Ω） ９４．５ｄＢ ４８．０ｄＢ ３１．０ｄＢ ▲６．５ｄＢ ・再変更後（帰還量設定抵抗２７０Ω、初段ソーストリマー５０Ω） ９８．５ｄＢ ４８．０ｄＢ ３５．０ｄＢ ▲２．５ｄＢ ・が、そうするとループゲインの位相がよりＮＦＢ不安定方向になる可能性があるわけだが、ループゲインの位相（黄）を観ると、利得交点周波数が２ＭＨｚと上昇したことにともない、そのポイントで位相回転が−１４０°弱となって、その結果、クローズドゲイン（青）の１MHｚ超領域に１．５ＭＨｚでピーク１ｄＢの盛り上がりが生じている。当初の状況に近づいてしまった訳だが、当初はこのピークは４ｄＢであった。大丈夫か？
・その辺は、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占い、方形波応答で観る。
１ｋＨｚ	１０ｋＨｚ	１００ｋＨｚ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　Ｖｅｒ３．１ 1kHz　20mV／ｄｉｖ　 ５V／ｄiv	Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　Ｖｅｒ３．１ 1０kHz　０．１V／ｄｉｖ　 ５V／ｄiv	Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　Ｖｅｒ３．１ 1００kHz　０．５V／ｄｉｖ　 ２V／ｄiv
・幸いにして何の問題もない。 ・ので、これで行く。（＾＾）
・次にフラットアンプ部。
・ステップ位相補正を見直した結果、利得交点周波数はやや下がって２．５ＭＨｚとなり、利得交点周波数点でのループゲインの位相（青）もマイナス１１５°程度となった。ので、クローズドゲイン（水色）のピークは全くなくなった。
・よって、方形波応答はさらに良好なものになるはずだが、早速この状態における方形波応答をＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占い、実機の方形波応答も観る。入力は左端及び中央は２Ｖｐ−ｐ。
1００ｋHz	1ＭHz	1００ｋHz　振幅　２６ＶＰ−Ｐ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．１ 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．１ 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．１ 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・良好な結果だ。 ・また、スルーレートに変化はない。シミュレーションでは０．２ｕＳで１５Ｖ、すなわち７５Ｖ／ｕＳ。実機の方形波応答では、信号入力箇所の関係でケーブル容量の影響を受け０．２ｕＳで１０Ｖ、すなわち５０Ｖ／ｕＳ程度となってしまう。まぁ、信号入力箇所を選べばもっと良くなる。 ・なお、実機の方はプラス側２段目右側のカスコード回路のため、プラス側が飽和して出力±１３Ｖｐ−ｐは出ない。これはカスコード回路を付加したことによるデメリットである。従前同様の最大出力を得ようとすれば電源電圧を上げる必要がある。のだが、別にそんな最大出力電圧は必要ないのでこのままで良いだろうて。まぁ、そのうち上げてしまうかもしれないが。（爆） ・で、その音。だが、やはり完全対称型の音がする。クールで正確なＬＨ００３２に比すと、高域方向の帯域の伸びや空間の透明性のようなところではやはりもう一歩及ばないかなぁ。。。という感じはある。が、それは持ち味の違いという感じで受け止められる。こちらは完全対称型らしいエネルギー感溢れる積極的な鳴りっぷりに加え、カスコードの効果で正確感や緻密感、透明感もほとんど遜色はないものとなっている。 ・が、あくまで私の製作したものでは、という限定付きでの話だが、完全対称のＮｏ−１６８（もどき）が、ＧＯＡのＮｏ−１２１（もどき）やＬＨ００３２と比して無条件に音が優れているというものではない。ということもまた事実。		Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．１ 1０ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ

その後の１８：ついに暴挙（＾＾；

・ディスコンとなって入手もなかなか困難になってしまった２ＳＣ１７７５Ａ、２ＳＤ７５６。 ・Ｋ式御用達だったこの二つのトランジスタは、高耐圧（１２０Ｖ）、高ｈｆｅ、低Ｃｏｂ（１．６ｐＦ）、ローノイズな高性能トランジスタだ。が、もう一つの特徴は小電流型のトランジスタということだ。Ｉｃ＝１０ｍＡ以下の領域からｈｆｅもｆｔも低下する特性であり、要するにＩｃ１０ｍＡ以下で使うべきトランジスタなのである。したがってこの用途にはもともとあまり向いていない。 ・となると、Ｋ式御用達で良さ気なのは唯一ソニーの２ＳＣ１８１１ということになろうか。 ・これは高ｈｆｅではないが、高耐圧（１５０Ｖ、１７５Ｖ）、低Ｃｏｂ（２．４ｐＦ）、ローノイズである。今となってはデータシートがないので、対Ｉｃのｈｆｅ、ｆｔ特性が確認できないが、Ｉｃ（ｍａｘ）が１００ｍＡ（２ＳＣ１７７５Ａと２ＳＤ７５６は５０ｍＡ）であることから推測すれば、数十ｍＡ程度は実用域だろうと思われる。したがって良さ気なのだが、問題は遙かいにしえにディスコンとなり入手不可能であること。まぁ、手持ちがないわけではないが。 ・では、現行品で、耐圧はそんなに高くなくとも良いけれど、高ｈｆｅ、低Ｃｏｂ、ローノイズで、Ｉｃ＝数十ｍＡ程度までｈｆｅやｆｔが低下しない、この用途に良さ気な小信号用トランジスタはあるだろうか？ ・Ｋ式御用達ばかりに拘っているうちに、最早ディスクリートトランジスタ自体が絶滅危惧種となってしまった今日この頃。。。 ・と思ったのだが、あった。（＾＾） ・耐圧は５０Ｖだが、高ｈｆｅであり、低Ｃｏｂ（２ｐＦ）、ローノイズである。しかもＩｃ（ｍａｘ）は１５０ｍＡと２ＳＣ１８１１より大きいし、なにより、Ｉｃ１００ｍＡ程度までｈｆｅの低下がなく、Ｉｃ対ｈｆｅ特性も驚くばかりに水平直線で、また、ｆｔもＩｃ＝５０ｍＡで最大（５００ＭＨｚ超）になる（それ以上で低下）という、小信号用としてはなかなかに大電流型の非常に良さ気なトランジスタだ。ついでに許容損失も４００ｍＷ。良いじゃないか。（＾＾） ・で、ついに暴挙に出る。 ・名石２ＳＣ９５９（９６０）に替えて、我がＮｏ−１６８（もどき）の終段にこのトランジスタを起用してしまったのである。　えぇっ! ・で、そのトランジスタとは？　何を隠そう、２ＳＣ１８１５なのである。　ええぇぇぇっ！ ・さらに結論から言うと、駄耳の私には音楽表現力においてこれが名石２ＳＣ９５９（９６０）に及ばないような感じは全くしない。（爆） ・ので、当面これで行こうと思っているのである。　　おぃおぃ（−−） ・もちろん、よい子は真似をしてはいけません。（＾＾；　　　真似る訳がなかろう。（−−；
・なお、この際レギュレータの出力電圧を調整し、プラス側を２３．５Ｖに変えてある。やはりアンプ最大出力はプラスマイナスを揃えておこう。そのためにはプラス側の電源電圧をマイナス側より５Ｖ高くする必要がある。 ・ので、こうした。変更はプラス側の帰還回路の９．１ｋΩを６．８ｋΩに置き換えただけである。
・さて、トランジスタを変更すれば、当然位相補正も見直さなければならない。 ・ので、先ずはＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占う。 ・最初にフラットアンプ部。 ・２段目差動アンプ部にカスコードが入り、終段のＣｏｂも小さいことから、この場合ファーストポールは、（Ｒ４も関係するものの）基本的に初段のＲ１、Ｒ２、Ｃ１で決まってしまう。と言うか決めなければならない。ファーストポールは先ずは動かさないことにする。ので、Ｃ１＝１０００ｐＦはそのままにし、利得交点周波数とその点におけるループゲインの位相については、Ｒ４の変更で適切なものとなるよう調整する。 ・そこで、Ｒ４＝５００Ω、１ｋΩ、２ｋΩと変化させるパラメトリック解析。
・ファーストポールはステップ位相補正のｆｃ１＝１５９／（（２．７ｋ＋２．７ｋ＋Ｒ４）＊０．００１ｕＦ）で、Ｒ４の影響は小さいのでこれを無視して計算すると２９．４４ｋＨｚだが、占い結果もそうなっている。もう少し下げたほうが良いかなぁという気もしないではないが、まぁ良いか。 ・で、Ｒ４をパラメトリックに変更すると、その違いは２０ｋＨｚ〜５０ＭＨｚ程度の領域に現れる。 ・ま、最終的にはグラフ一番下のクローズドゲインの１ＭＨｚ超領域の状況を観れば一目瞭然なわけだが、これによれば、Ｒ４＝２ｋΩでは１０ＭＨｚ超領域に７ｄＢのピークが生じるので不適。Ｒ４＝１ｋΩでも８ＭＨｚ付近で１ｄＢ程度の盛り上がりがありやや不適。Ｒ４＝５００Ωではゆるやかに減衰しており適正だが、やや適正すぎ。との占い結果だ。
・と、ステップ位相補正の抵抗値はこの辺の値で良さそうなので、あとは、方形波応答をＰＳｐｉｃｅ（評価版）で占い、実機の方形波応答も観、音も聴きながら位相補正値を決める。 ・最初にＲ４＝２ｋΩ。入力は左端及び中央は２Ｖｐ−ｐ。
１００ｋＨｚ	１ＭＨｚ	１００ｋＨｚ　２６Ｖｐ−ｐ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．２　２ｋΩ＋１０００ｐＦ 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．２　２ｋΩ＋１０００ｐＦ 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．２　２ｋΩ＋１０００ｐＦ 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・この場合、シミュレーションは少し現実と乖離がある。ステップ位相補正のＲ設定２ｋΩは、シミュレーションでは方形波応答的にもリンギングが生じて不適という結果だが、実機の方形波応答では２ｋΩは最適のようだ。 ・このような場合は当然判断においては実機の結果を優先する。 ・ところで、終段にＣｏｂの小さいトランジスタを起用したことにより、かなり高速化したことが分かる。１ＭＨｚ方形波応答がこのような応答になるのは、ＬＨ００３２以来だ。 ・右の写真からスルーレートを読み取ってみると、０．１ｕＳで１３Ｖ立ち上がっており、したがって１３０Ｖ／ｕＳである。入力方形波の立ち上がりスピードの関係で正確な測定は困難なのだが、まぁ、同一条件での相対比較として観れば、ＬＨ００３２のフラットアンプが１５０Ｖ／ｕＳであったので、かなり高速であるとは言えるだろう。 ・で、問題の音だが、。。。。。。ふ〜む、悪くない。と言うか、終段２ＳＣ９５９の場合と比較しても何ら遜色がない。ように感じる。（爆） ・だけではなく、より晴れやかで爽快な感じも受ける。が、まだ少し鋭さが残る感じもあり、もう少したおやかだと更に良いような感じがする。		Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．２　２ｋΩ＋１０００ｐＦ 1００ｋHz　０．１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・ので、Ｒ４＝１ｋΩに変更してみる。 ・また、シミュレーションと実機の方形波応答に差がありすぎるので、シミュレーションのモデルのＣｏｂ設定が少なすぎるか、実２ＳＣ１８１５のＣｏｂが規格より大きいのかも、ということで、ここからは、シミュレーションの２ＳＣ１８１５モデルのコレクタ−ベース間に３ｐＦをつないでシミュレーションする。で、入力は左端及び中央は２Ｖｐ−ｐ。
１００ｋＨｚ	１ＭＨｚ	１００ｋＨｚ　２６Ｖｐ−ｐ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．２　１ｋΩ＋１０００ｐＦ 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．２　１ｋΩ＋１０００ｐＦ 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．２　１ｋΩ＋１０００ｐＦ 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・シミュレーション結果はこの方が現実の実機の方形波応答に近いようだ。 ・で、右の写真からスルーレートを読み取ってみると、やや速度は落ちたようだが、０．１ｕＳで１２Ｖは立ち上がっており、したがって１２０Ｖ／ｕＳである。 ・問題は音であるが、たったこれだけの変更で期待通り全体によりたおやかな方向に変化し、バランスの取れた非常に良い音になった。完全対称型らしいダイナミックさと充実したエネルギー感はそのままに、透明感、爽快感も素晴らしく、聴いていてとても楽しくなる鳴りっぷり。情報量も驚くばかりでＬＨ００３２に勝るとも劣らない。 ・ああ、もうこれでいいわ。（＾＾） ・終了。		Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．２　１ｋΩ＋１０００ｐＦ 1００ｋHz　０．１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
・次にイコライザーアンプ部。 ・２ＳＣ１８１５のモデルのコレクタ−ベース間には３ｐＦを付けておく。
・位相補正はそのままで何ら問題はないようだ。と言うよりより良好となった。
・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）の占う方形波応答と、実機の方形波応答はどうか。
1kHz	1０kHz	1００kHz
Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　Ｖｅｒ３．２ 1kHz　20mV／ｄｉｖ　 ５V／ｄiv	Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　Ｖｅｒ３．２ 1０kHz　０．１V／ｄｉｖ　 ５V／ｄiv	Ｎｏ−１６８　ＭＣＥＱ　Ｖｅｒ３．２ 1００kHz　０．５V／ｄｉｖ　 ２V／ｄiv
・何ら問題はない。ので、この場合位相補正の見直しは必要ない。
・で、その音なのだが、。。。素晴らしい。（＾＾） ・やはりレコードも悪くない。カートリッジが今間近で発電しているという感じがビシビシと伝わってくる鮮度感、生々しさはなかなかに得難い。レコードの音とは、レコードに刻まれた記憶の溝によってカートリッジが音楽を今ここに作り出す、まさにリアルな生演奏なのだ。 ・よって、結論。これで行く。（＾＾）

その後の１９：素人の浅知恵

・ＰＳｐｉｃｅ（評価版）でのＦＦＴシミュレーションの占い結果でしかないのだが、完全対称型プリアンプ（フラットアンプ部）の2次歪みがＧＯＡに比べて何故多いのか？と、考えていた。Ｐ−Ｐ動作が完全であれば、2次歪み等の偶数次高調波は打ち消され、理想的には０になるはずなのである。が、ＰＳｐｉｃｅ（評価版）シミュレーターは完全対称型の方がＧＯＡより偶数次歪みが多いと占う。 ・何故だろうかと考えていたのだが、その過程で、私が「但聞ドライブ」の考え方に触発されて考えた「根本的手法」なるものが、やはり素人の浅知恵に過ぎないものであることが明らかになった。 ・「但聞ドライブ」と私の「根本的手法」なるものは、概略ここに書いてあるが、まぁ、あれこれ言ってもしょうがない。ので、端的に以下にシミュレーション結果を示す。 ・これは、２ＳＣ１８１５による終段上下のＰＰ動作をＦＦＴによる歪み解析から観ようというものである。終段上下に信号として位相反転した１ｋＨｚ正弦波電流を与えるとともに、終段にアイドリング電流を流すためのバイアス電流をＤＣ電流源で与えている。そうするとプラス側のベース抵抗Ｒ１（６８０Ω）に流れるバイアス電流をマイナス側Ｑ２が吸い込まなければならないので、マイナス側Ｑ２のアイドリング電流はその電流分だけプラス側Ｑ１のアイドリング電流より多くなる。と言うか、多くならなければならない。このため、マイナス側バイアス電流もプラス側より多くしなければならない。 ・そういう構造であるため、このプラス側のベース抵抗Ｒ１（６８０Ω）に流れる電流がＱ１、Ｑ２のＰＰ動作の完全性を阻害し、2次高調波を生じさせているのではないか。という問題意識なのである。が、まぁ、それについてはこれらのシミュレーション結果だけで判断するのは早計だ。 ・が、「但聞ドライブ」の考え方の正しらしさと、私の「根本的手法」の浅はかさは明らかなようなのだ。
・最初に、終段上下のベース抵抗が両方とも６８０Ωの場合。
・２次高調波がやはり多い。まぁ、レベル的には裸特性（無帰還）で−６０ｄＢ以下（０．１％以下）ではあるが。
・で、次に私が考えた「根本的手法」の場合。2次高調波が減って欲しいところだが。。。
・残念ながら、なんら解決になっていないことが分かる。かえって２次高調波も3次高調波も増えている。やはり淺知恵に過ぎなかったか。。。＿冂○
・ということが「但聞ドライブ」の場合と比較すると明確なのである。 ・「但聞ドライブ」の考え方を実現するため、上側Ｒ１（６８０Ω）に流れるバイアス電流（１．４６８ｍＡ）を同電流値に設定した電流源によって吸い込みマイナス側電源にバイパスする。これにより、当該電流をＱ２が吸い込む必要をなくし、終段上下のＱ１、Ｑ２の動作条件を完全に一致させようというというのが「但聞ドライブ」の考え方である。
・一目瞭然。この場合、２次高調波が完全に消滅している。 ・ので、我がＮｏ−１６８（もどき）も以前Ｎｏ−１２８？でやっていたように定電流回路で吸い込むか。とも思ったのだが、吸い込む電流がＲ１に流れるバイアス電流と一致しないと効果が薄れるとシミュレーターは占うし、単なる定電流回路では正確な値で吸い込むのはなかなか難しいし、では、完全自動で上側バイアス電流に正確に追随して吸い込む回路は出来ないかと考えたが、思いつかない。し、多分簡単な回路では無理だろうし、かといって複雑な回路でやるのもいかがなものかという感じがする。
・となれば、素人考えの「根本的手法」だけはとりあえず止めだ。 ・が、考えてみれば、「根本的手法」についてもＰＳｐｉｃｅ（評価版）でその方が終段上下までのゲインがより正確に一致するという占い結果に基づいて導入したもの。今回、ＦＦＴの高調波解析により歪み的には「根本的手法」に意味がない、というかかえって悪い、という結果が出たわけだが、これもシミュレータの占いに過ぎない、といえば過ぎないのだ。すなわち、本当のところはどうなのか分かった訳ではない。 ・ので、実機で音を聴いて決めることにした。 ・で、早速フラットアンプ部のマイナス側７５０Ωを６８０Ωに取り替えて、
・う〜む。。。。。。。。。。。。 ・なにゆえこれまで気づかなかったのだろう。明らかにこちらの方が正解ではないか。 ・よって結論。素人の浅知恵の「根本的手法」は廃止。 ・いやはや、全く駄耳だったなぁ。。。いや、今でも十分駄耳だが。（爆）（＾＾；

（２００９年２月２４日）

その後の２０



その後、いくつか石を取り替え、位相補正をいじったりしていたのだが、結果、我がＮｏ−１６８（もどき）ＭＣプリアンプはこうなった。

変更は二点。

先ずは終段のトランジスタだが、９７Ａ、９４５、９５９、９８４、１４００、１６２７、１７７５Ａ、１８１１、１８１５、１８４５、２２３５、２２４０、２７０５などを聴いた結果、この中では大人しく根暗な２ＳＣ２２４０を起用することにした。

そして、フラットアンプ部の位相補正なのだが、やはり大きな電圧ゲインを有する箇所でファーストポールを形成する方が精神衛生上も好ましい。ので、初段のステップ位相補正の効果をより高域に移してステップの効きも弱め、代わって２段目の例の場所にＣを入れこれでファーストポールを作ることにした。Ｃの接続箇所がちょっと変に感じるかもだが、この場合この方が良いようなのでこうしてある。そのＣは３ｐＦでもアンプは安定だし、スルーレートも大きくなるが、ここは音の点から１０ｐＦである。

以下、記録写真

Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．４　１ｋΩ＋１０００ｐＦ　５ｐF 1０ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．４　１ｋΩ＋１０００ｐＦ　５ｐF 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．４　１ｋΩ＋１０００ｐＦ　５ｐF 1MｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．４　１ｋΩ＋１０００ｐＦ　５ｐF 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．４　１ｋΩ＋１０００ｐＦ　５ｐF 1００ｋHz　０．１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｏ　３ｐF 1０ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｏ　３ｐF 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋΩ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｏ　３ｐF 1ＭHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋΩ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｏ　３ｐF 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋΩ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｏ　３ｐF 1００ｋHz　０．１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　５ｐF 1０ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　５ｐF 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　５ｐF 1MHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　５ｐF 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　５ｐF 1００ｋHz　0.1uS　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　５ｐF 1０ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　５ｐF 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　５ｐF 1MHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　５ｐF 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　５ｐF 1００ｋHz　0.1uS　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　１０ｐF 1０ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　１０ｐF 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　１０ｐF 1MHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　１０ｐF 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−ｃ　１０ｐF 1MHz　０．１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　１０ｐF 1０ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　１０ｐF 1００ｋHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　１０ｐF 1MHz　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ
	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　１０ｐF 1００ｋHz　１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ	Ｎｏ−１６８　ＭＣＦＡ　Ｖｅｒ３．５　３ｋ＋２７０ｐＦ　ｇ−o　１０ｐF 1MHz　０．１ｕＳ　１Ｖ／ｄｉｖ　５V／ｄｉｖ

その後の２１



もしやと思っていじってみたのだが、その結果、不要だろうと思っていたフラットアンプ２段目の左側のカスコード回路がこの場合音的には不可欠であることが分かった。ので、こうなった。

その後の２２



Ｎｏ−１６８も既に８年が過ぎてしまったのだなぁ。。。

我がＮｏ−１６８製作記も「その後の２２」となってしまい、既にラインアンプ２種は解体の仕儀となり、ラインアンプ兼用となったＭＣプリのみ残っている。

そのＭＣプリも、随分と改変してしまったので、最早“Ｎｏ−１６８”の名称を冠するのも適当でないものになってしまっている。

特に、終段２ＳＣ９５９（９６０）を、２ＳＣ１８１５を経て、９７Ａ、９４５、９５９、９８４、１４００、１６２７、１７７５Ａ、１８１１、１８１５、１８４５、２２３５、２２４０、２７０５の比較試聴結果で２ＳＣ２２４０を選んでこれに変更してしまっていたから、尚更だ。と、思っていた。

が、Ｎｏ−２１０の“バッテリードライブ多機能ＤＣプリアンプ”で、ＭＣイコライザーアンプの終段に２ＳＣ９５９（９６０）に替わって２ＳＣ２２４０が採用されてしまった。

な〜んと。あれほど喧伝していたモールドの抑圧音はどこに消えてしまったのだろうか。と、いうことは置いておいて（＾＾；、目出度く２ＳＣ２２４０がプリアンプの終段素子として純正採用されたのある。

ので、我がＮｏ−１６８（もどき）の今の姿を書いておく気になった。（＾＾）

と言って、大した変更をしている訳ではなくて、前回との違いはフラットアンプの位相補正として付けていた初段ステップ型位相補正を撤去したのみである。よって、フラットアンプの位相補正は２段目差動アンプ右側の１０ｐＦで、ここに作用するミラー効果を活用するものだけとなった。

つい最近の電池式完全対称型ＤＣパワーアンプのＳｔｕｄｙで、ここに作用するミラー効果を活用した位相補正は完全対称型では吉ではない、と言った舌の根も乾かぬうちに、今度はこれを使うとは実に節操がない。ようだが、パワーアンプとプリアンプでは定性的には方向として同様に言えても、定量的に見ればかなり差があり、この場合、殆ど問題となるようなレベルではないのである。

で、こうなっている。

Ｎｏ−２１０のバッテリードライブ多機能ＤＣプリアンプはなかなか魅力的で、８年ぶりに製作意欲がかき立てられている。

が、この我がＮｏ−１６８（もどき）を聴くと、果たしてこれより良い音がするだろうかなぁ。。。と、思わないこともない。（＾＾；

（２０１０年９月１１日）